一种太赫兹通信中基于循环延迟的宽带混合预编码方法

本发明涉及太赫兹通信领域，尤其涉及一种太赫兹通信中基于循环延迟的宽带混合预编码方法。

背景技术：

未来无线通信将具有超高速率、超高连接数等特征。太赫兹通信能提供数十倍于毫米波通信的带宽，因此太赫兹通信是未来无线通信中支持超高数据速率的一种很有前途的技术。然而，随着载频的增加，太赫兹通信系统存在波束扩散问题，太赫兹信号的衰减越来越严重。该问题导致严重的可达速率损失，并抵消带宽增加所带来的性能增益。

为解决太赫兹通信系统中的波束扩散问题，需要在保障各子载波的阵列增益的最大化的同时，实现每根天线上延迟单元的延迟量的统一。

技术实现要素：

为解决不同带宽和不同发送天线数情况下波束扩散的技术问题，本发明提供一种太赫兹通信中基于循环延迟的宽带混合预编码方法。

本发明采用以下技术方案实现：一种太赫兹通信中基于循环延迟的宽带混合预编码方法，其针对太赫兹信号在不同带宽和不同发送天线数情况下的波束扩散做单位延迟量统一的处理，所述处理方法包括步骤：

步骤s1，根据太赫兹通信的信号进行循环延迟网络设计，构建宽带混合预编码架构，得到循环延迟网络w；

步骤s2，通过对所述宽带混合预编码架构中第m个子载波第l条路径的空间方向θl,m的阵列增益进行最大化处理，确定单位延迟量δ；所述单位延迟量δ的确定方法包括步骤：

步骤s21，确定所述宽带混合预编码架构中θl,m的阵列增益，表示为：其中，θl,m为第m个子载波第l条路径的空间方向，为中心频率最大的子载波对应的模拟预编码向量，θl,c为太赫兹的中心频率的空间方向，nt为发射天线总数，为基站在θl,m上的阵列响应；

步骤s22，对所述θl,m的阵列增益进行最大化处理，得到单位延迟量δ：其中，m为子载波总数，m∈[0,…,m-1]，f为带宽，d为天线间距，γl∈[-π/2,π/2]为第l条路径的物理传播方向，c为光速；

步骤s3，通过模拟预编码的设计，在保障各子载波阵列增益最大化的同时，实现每根天线上延迟单元的单位延迟量δ的统一。

作为上述方案的进一步改进，在步骤s1中，所述循环延迟网络相移矩阵w表示为：其中，为第m个子载波在第p根天线上对应的相移，p∈[1,…,nt]，δl为第l个路径上的单位延迟量。

作为上述方案的进一步改进，在步骤s21中，其中，al为在θl,c上与频率无关的模拟预编码向量。

作为上述方案的进一步改进，所述al表示为：

作为上述方案的进一步改进，在步骤s21中，所述θl,m表示为：且有其中，fm为第m个子载波的中心频率，fc为太赫兹的中心频率。

作为上述方案的进一步改进，所述fm表示为：

作为上述方案的进一步改进，在步骤s3中，所述模拟预编码设计包括步骤：

步骤s31，以具有最大中心频率的子载波的空间方向θl,0为产生相控波束基准方向，对与频率无关的模拟预编码向量al重新定义，表示为：

步骤s32，对移相器在空间方向θl,0上产生的相控波束进行阵列增益处理，表示为：其中，为狄利克雷函数，表示为：

步骤s33，对θl,0方向上的阵列增益进行最大化处理，并根据各子载波中心频率间的线性关系，得到单位延迟量δ，表示为：

作为上述方案的进一步改进，在步骤s33中，第m个子载波的中心频率fm表示为：其中，f0为m个子载波中心频率中的最大频率。

作为上述方案的进一步改进，所述模拟预编码a表示为：所述模拟预编码a由频率无关的移相器构成。

作为上述方案的进一步改进，其根据太赫兹通信中基于循环延迟的宽带混合预编码方法对太赫兹信号的波束扩散进行优化。

本发明通过构建循环延迟网络，引入频率相关相移来补偿波束扩散，之后通过子载波的阵列增益的最大化，确定每根天线上延迟单元的延迟量，最后通过模拟预编码的设计，在保障各子载波的阵列增益的最大化的同时，实现每根天线上延迟单元的延迟量的统一。

本发明在保障高能源效率的同时，能够在任意子载波处实现阵列增益的最大化，并且能够解决不同带宽和不同发送天线数情况下波束扩散的问题。

附图说明

图1为本发明实施例1提供的一种太赫兹通信中基于循环延迟的宽带混合预编码方法中处理方法的流程图。

图2为本发明实施例2提供的一种太赫兹通信中基于循环延迟的宽带混合预编码方法中不同带宽的各子载波的阵列增益曲线图。

图3为本发明实施例2提供的一种太赫兹通信中基于循环延迟的宽带混合预编码方法中不同预编码方案的可达速率曲线图。

图4为本发明实施例2提供的一种太赫兹通信中基于循环延迟的宽带混合预编码方法中不同预编码方案的能源效率曲线图，

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例1

本实施例的介绍了一种太赫兹通信中基于循环延迟的宽带混合预编码方法，其针对太赫兹信号在不同带宽和不同发送天线数情况下的波束扩散做单位延迟量统一的处理。

请参阅图1，所述单位延迟量统一的处理方法包括步骤：

步骤s1，根据太赫兹通信的信号进行循环延迟网络设计，构建宽带混合预编码架构，得到循环延迟网络w。

由于太赫兹信号的带宽较大，不同频率的子载波处信道的空间方向完全分离，因此太赫兹信号的波束扩散问题相当于频率选择性衰落问题，通过构建循环延迟网络控制信号的时延差可以增加等效信道的频率选择性。

在每个天线上引入一个延迟单元，其中，用δ表示单位延迟量，则在第l个路径上第p∈[1,…,nt]根发送天线上的时延表示为tp＝(p-1)δ。第m个子载波在第p根天线上对应的相移为

因此循环延迟网络相移矩阵w表示为：其中，为第m个子载波在第p根天线上对应的相移，p∈[1,…,nt]，δ为第l个路径上的单位延迟量。循环延迟网络w中的每个元素与子载波序号m和单位延迟量δ相关，这样便将混合预编码的全连接结构中基于频率无关相位控制的模拟预编码转换为由频率无关相位和频率相关时延联合控制的等效模拟预编码。

步骤s2，通过对所述宽带混合预编码架构中第m个子载波第l条路径的空间方向θl,m的阵列增益进行最大化处理，确定单位延迟量δ；所述单位延迟量δ的确定方法包括步骤：

步骤s21，确定所述宽带混合预编码架构中θl,m的阵列增益，表示为：al表示为：其中，al为在θl,c上与频率无关的模拟预编码向量，θl,m为第m个子载波第l条路径的空间方向，为中心频率最大的子载波对应的模拟预编码向量，θl,c为太赫兹的中心频率的空间方向，nt为发射天线总数，为基站在θl,m上的阵列响应。

步骤s22，对所述θl,m的阵列增益进行最大化处理，最大化阵列增益表示为：

其中，步骤(a)是根据方程和狄利克雷函数得到的。在中，当x＝0时可得到函数的最大值为nt，并且随着|x|的增加，的值急剧减小。因此，当取时，g(al,θl,m)的结果为1，因此可以得到单位延迟量δ：

其中，θl,m表示为：且有fm表示为：其中，m为子载波总数，m∈[0,…,m-1]，f为带宽，d为天线间距，γl∈[-π/2,π/2]为第l条路径的物理传播方向，c为光速，fm为第m个子载波的中心频率，fc为太赫兹的中心频率。

由于单位延迟量δ中包含变量m，从而存在不同子载波需要不同δ的问题，即每根天线上延迟单元的单位延迟量不统一的问题。这是由于移相器以中心频率fc的空间方向θl,c为基准产生相控波束，导致各子载波的中心频率与中心频率之间呈非线性关系。为了实现单位延迟量的同一，需以最大频率的子载波空间方向作为基准，进行模拟预编码的设计。

步骤s3，通过模拟预编码的设计，在保障各子载波阵列增益最大化的同时，实现每根天线上延迟单元的单位延迟量统一。所述模拟预编码设计包括步骤：

步骤s31，以具有最大中心频率的子载波的空间方向θl,0为产生相控波束基准方向，对与频率无关的模拟预编码向量al重新定义。模拟预编码由频率无关的移相器构成。设m个子载波中心频率中的最大频率为f0，则第m个子载波的中心频率可重新表示为各子载波的中心频率和空间方向与基准子载波之间呈线性关系。与频率无关的模拟预编码向量al进行重新定义，表示为：

步骤s32，通过对向量al的重新定义，对移相器在空间方向θl,0上产生的相控波束进行阵列增益处理，表示为：其中，为狄利克雷函数，表示为：

步骤s33，对θl,0方向上的阵列增益进行最大化处理，并根据各子载波中心频率间的线性关系，得到单位延迟量δ，表示为：

其中，单位延迟量δ与频率没有关系，因此相同的时延可以补偿所有子载波处的波束扩散。从而解决不同子载波需要不同δ的问题，实现每根天线上延迟单元的单位延迟量的统一。单位延迟量δ与发送天线数nt无关，能够解决不同发送天线数情况下波束扩散的问题。

实施例2

本实施例介绍了太赫兹通信系统在不同带宽时各子载波的阵列增益变化的关系。请参阅图2，设定参数，发射天线数nt＝256，接收天线数nr＝4，数据流数ns＝4，射频链路数nrf＝4，多径数l＝4，载波中心频率fc＝100ghz，子载波数m＝128，取基准子载波的空间方向θl,0＝0.5。从图2中可以看出，随着带宽f的增加，波束扩散问题愈加严重，此时传统的混合预编码只能在小部分子载波上实现100％的阵列增益，而大多数子载波将遭受严重的阵列增益损失

请参阅图3，本实施例还介绍了太赫兹通信系统中不同预编码方案的信噪比与可达速率变化的关系曲线。由图3可以看出，由于太赫兹的波束扩散问题，传统的优化宽带混合预编码方案和空间稀疏预编码方案均无法弥补这种严重的性能损失。而延迟相位预编码方案在每个rf链连接的延迟单元个数k＝16且带宽f＝5ghz时，可以达到接近全数字预编码的性能。但当带宽增大到f＝20ghz时，系统的可达速率性能大幅降低。而所提方案在高带宽时，依然可以实现逼近全数字预编码器的性能。因此，所提方案可以解决由于波束扩散问题引起的可达速率损失，并获得接近最佳的可达速率性能。

请参阅图4，本实施例还介绍了太赫兹通信系统中不同预编码方案的信噪比与能源效率变化的关系曲线。图4给出了f＝20ghz时不同预编码方案的能源效率比较。其中，射频链路功耗prf＝300mw，基带功耗pbb＝200mw，移相器功耗psw＝40mw，延迟器功耗ptd＝87.5mw以及基站发射总功率p＝32mw。

由图4可以看出，传统的与频率无关的优化宽带混合预编码和空间稀疏预编码方案虽然结构简单，能耗较小，但由于受波束扩散问题的影响导致了低可达速率，因此能源效率较低。延迟相位预编码方案由于在rf链路和延迟单元之间采用子连接结构，所需要的延迟单元数量为nrfk，而所提方案中的延迟单元数量nt。当k＝16时，延迟相位预编码方案的能源效率要高于所提方案，但其速率性能远不及所提方案。增大k的值为32时，其速率性能有所提升，但能源效率要低于所提方案。因此，所提方案不仅能够实现最高的可达速率性能，并且可以实现相对较高的能源效率。

以上仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。